포토닉스 기반 테라헤르츠 무선통신 기술 동향

1. 테라헤르츠 무선통신 현황

4차 산업혁명 시대의 도래로 인해 기존의 연결 기반 정보통신 사회에서 지식기반 지능정보사회로 진화됨에 따라 모든 사람-사물-환경 간의 원활한 지식 흐름을 위한 초연결·초저지연·초실감의 특성을 갖는 혁신적인 차세대 통신을 위한 광대역 근거리 무선통신의 필요성의 대두되고 있다[1,2].

또한, 모바일 기기 확대 및 실시간·실감형 멀티미디어 서비스 증가로 인해, 전 세계 IP 트래픽은 2017년 월 122Exabyte(10¹⁸byte)에서 2022년에서 월 396Exabyte로 급격히 증가할 것으로 예상되고 있다. 이와 관련해 시스코 비주얼 네트워킹 인덱스 글로벌 전망 및 서비스 도입 보고서에서는 2017년부터 2022년 동안 IP 트래픽의 연평균 성장률이 26%에 이를 것으로 전망하였다[3].

요구되는 무선 및 유선 통신량의 증가에 따라 무선통신의 전송속도 또한 크게 증가되어야 하며, 10년 이내에 100Gbps 이상의 전송 속도가 요구될 것으로 예상된다[4]. 무선 속도를 증가시키기 위해서는 기본적으로 캐리어 주파수를 증가시켜야 하며, 5G 무선통신에서는 4G 대비 캐리어 주파수를 상향하여 3.5GHz 및 28GHz 캐리어 주파수 대역이 할당되었다[5]. 차세대 무선통신인 6G에서는 무선통신의 전송속도가 더욱 증대되어 유무선 전송 속도의 차이가 거의 없어 광통신을 기반으로 하는 유선망과 무선통신망의 경계가 없어지게 되는 100GHz 이상의 매우 높은 캐리어 주파수를 사용하는 테라헤르츠(THz) 대역 무선통신을 사용할 것으로 예상된다. THz 파는 대략 0.1~10THz(1THz = 10¹²Hz)의 진동수를 갖는 전자기파를 일컫는다[6]. THz파는 RF/밀리미터파와 적외선 대역 사이에 위치하는데, 가시광/적외선에 비해 비금속/비분극성 물질을 잘 투과하며 RF/밀리미터파에 비해 파장이 짧아 높은 직진성을 가지며 빔 집속이 가능하다. 또한, THz파의 광자 에너지는 수 meV에 불과하기 때문에 인체에 무해하다. 현재 테라헤르츠 무선통신에 응용될 것으로 기대되는 주파수 대역은 공기 중 습기에 의한 전파 손실이 작은 120GHz 및 300GHz 대역이 주로 연구되고 있다.

THz 무선통신 기술에 대한 표준화 논의는 IEEE 802.15 THz working group을 중심으로 활발히 진행되고 있다. IEEE 802.15는 Wireless Personal Area Network(WPAN)를 위한 테라헤르츠 주파수 대역(275~3,000GHz)의 Interest Group(IGTHz)을 2008년에 만들어 표준화 논의를 진행하고 있으며, 해당 그룹은 최근 Technical Advisory Group(TAGTHz)으로 격상되었다. 또한, 2013년 및 2014년도에는 IEEE 802.15내에 Task Group(TG3d, TG3e)을 만들어 근거리 100Gbps급 무선통신에 대한 표준화 논의를 진행하였다. 특히, TG3d Task Group에서는 100m 이하의 전송 거리에서 무선 데이터 센터, 무선 백홀/프런트 홀, kiosk 통신, 댁 내 또는 건물 내 광대역 Fixed Wireless Access(FWA), Massive Internet of Thing(IoT), 기기 간 통신과 같은 점대점 근접 통신을 주요 응용 분야로 예상되고 있으며, 주파수 대역은 전파관리규약에서 아직까지 미할당 영역인 272~325GHz 대역을 우선적으로 THz 무선통신을 위한 대역으로 할당받기 위해 표준화 작업을 진행하였다[7].

테라헤르츠 무선통신 연구그룹으로는 일본과 유럽의 연구 그룹들이 가장 활발히 연구하고 있으며, 일본의 경우 Nippon Telegraph and Telephone Corporation(NTT), National Institute of Information and Communications Technology(NICT), Osaka University, Tokyo Institute of Technology(TIT) 등이 대표적인 THz 무선통신 연구 그룹이며, 유럽에서 Fraunhofer HHI, Technical University of Denmark(DTU), Karlsruhe Institute of Technology(KIT) 등이 대표적인 THz 무선통신 선두 연구 그룹이다.

일본 Ministry of Internal Affairs And Communications(MIC)에서는 2014년에 광 기반의 테라헤르츠파 송신기 옥외 설치를 승인하여 테라헤르츠 무선통신의 전송 시험을 할 수 있도록 허가하였으며, 2014년 1월에 공식적으로 120GHz 대역(116~134GHz)을 무선방송을 위한 통신 대역으로 할당하였다[8]. 이에 ETRI의 ‘테라헤르츠창의원천연구실’에서는 2012년부터 5년간 포토닉스 집적회로 기반 테라헤르츠 무선 인터커넥션 기술 개발 과제를 수행하며, 핵심 송수신 부품개발을 위한 고품위 에피층, 칩, 모듈, 무선통신 시스템 기술을 개발하였다.

THz 무선통신 시스템 시장은 2016년 2,100만 달러에서 2022년 1억 500만 달러로 연평균 30.3%의 높은 성장을 보일 것으로 예상되나 초기 시장단계를 벗어나지는 못할 전망이며, 본격적인 THz 무선통신 시장은 2028년에 6.9억 달러로 증가할 전망이다[9].

2. 테라헤르츠 무선통신 기술 개요

그림 1에서 볼 수 있듯이, THz 무선통신을 위한 기술 분류는 THz 발생 및 수신을 위한 방법을 기준으로 분류할 수 있으며, 테라헤르츠 무선통신 발생 방법으로는 광 또는 전자소자 기반 기술로 분류할 수 있다. 광 기반 테라헤르츠 무선통신 기술은 광소자를 이용하여 테라헤르츠파를 발생 및 변조하는 방법을 이용한다.

그림 1

THz 무선통신 송신기 출처 Reproduced from T. Nagatsuma et al., “Terahertz wireless communications based on photonics technologies,” Optics Express, vol. 21, no. 20, 2013. https://doi.org/10.1364/OE.21.023736

광 기반 테라헤르츠 무선통신 기술은 비팅광원, 광변조기 및 포토믹서를 이용한 방법으로, 비팅광원에서는 서로 다른 파장을 가지는 연속광을 발생시키고, 광 변조기에서 베이스 밴드 신호를 변조하며 포토믹서에서 주파수 변환이 발생하여 변조된 THz 신호가 안테나를 통해 자유공간으로 방출된다. 전자소자를 이용하여 THz를 발생시키는 방법으로는 공명 터널링 다이오드(RTD: Resonant Tunneling Diode)와 같은 반도체 소자를 이용하는 방법, 국부 발진기와 체배기를 이용하는 방법, 화합물 반도체 High Electron Mobility Transistor(HEMT) 기반의 집적회로를 이용한 Monolithic Microwave Integrated Circuits(MMIC) 방법, Si-CMOS 기반의 집적 회로를 이용하는 방법 등이 발표되고 있다. 표 1에 THz 무선통신용 광 및 전자소자 기반 송신기의 장단점을 비교 분석하였다. 광 기반 THz 송신기의 최대 장점은 광(유선)-무선 신호 전환 시 추가적인 Optical-Electrical(O-E) 변환 없이 포토믹서에서 자동으로 변환되므로 지연시간이 없다. 또한, 비팅광원의 주파수 가변 범위는 1THz 이상으로 확장성이 매우 좋으며, 변조 방식 또한 기존 광통신에서 사용하는 Amplitude Shift Keying(ASK), Wavelength Division Multiplexing(WDM), 코히어런트 통신 모두 포토믹서에서 사용 가능하다는 장점이 있다. 전자소자 기반 RTD의 경우, RTD에 직접 변조신호를 인가하여 THz 캐리어 신호에 변조신호를 생성하므로 매우 간단하고, 2D 배열 집적이 가능하여 다채널 배열 THz 무선 송신기가 가능하나, 유선망이 광통신 신호에서 THz 무선신호를 발생하기 위해서는 O-E 변환이 필요하고, 코히어런트 통신에 많은 어려움이 있을 것으로 생각된다.

MMIC 및 Si-CMOS의 경우 송신단에 THz 국부 발진기, THz 변조기, THz 믹서, THz 후단 증폭기 등을 단일 집적할 수 있어서 출력 세기가 300GHz 대역에서 10mW까지 고출력이 가능하다[10]. 하지만, 유선망인 광신호를 THz 무선신호로 변환하기 위해서는 먼저 E-O 변환을 하여야 하므로, 지연이 필히 발생하게 된다. 광 기반의 THz 무선통신의 경우, THz 포토믹서의 낮은 출력세기의 단점을 고이득 안테나를 사용하거나 후단 증폭기를 집적하여 100m 이상의 중장거리 전송이 가능함을 보인다[4,13].

THz 무선통신의 수신단은 쇼트키 배리어 다이오드(SBD: Schottky Barrier Diode)와 같은 Envelope Detector를 이용하여 캐리어 주파수에서 베이스밴드 신호를 직접 추출하는 직접 검출(Direct Detection) 방법과 THz 믹서와 국부 발진기를 이용하여 주파수 변환하여 베이스밴드 신호를 추출하는 코히어런트 검출(Coherent Detection) 방식으로 크게 분류할 수 있다(그림 2 참조). 직접 검출 방식은 수신기 구성이 간단하다는 장점이 있으나, ASK 방식만 가능하므로 대용량의 데이터 전송을 위한 확장성에 제한적인 요소를 가지고 있다. 한편 코히어런트 검출 방식은 신호를 세기 및 위상에 정보를 인가할 수 있으므로, 대용량의 데이터 전송에 적합하나 THz 믹서와 국부발진기(LO: Local Oscillator) 등의 부가적인 부품이 필요하며, 위상잡음의 보정 등의 Digital Signal Processor(DSP)의 신호처리가 중요하여 전체 THz 무선통신 시스템이 복잡해진다는 단점이 있다.

그림 2

THz 수신기: (a) Direct detection and (b) Coherent detection 출처 Reproduced from T. Nagatsuma et al., “Terahertz wireless communications based on photonics technologies,” Optics Express, vol. 21, no. 20, 2013. https://doi.org/10.1364/OE.21.023736

그림 3은 대표적인 포토닉스 기반 테라헤르츠 무선통신 개략도이다. 두 개의 파장 가변 광원(TLD: Tunable Laser Diode)에서 발생하는 연속광의 광결합기에 의해 하나의 광선로로 합쳐지고, 광변조기를 이용하여 데이터 신호를 변조한다. 변조된 광신호는 광증폭기에 의해 증폭된 후 포토믹서에 입사되어 변조된 THz 파가 안테나를 통해 자유공간으로 방출된다. 이때 방출되는 THz 무선통신의 캐리어 주파수(fTHz)는 파장 가변 광원의 파장차(λ₂ - λ₁)로 결정된다. TLD의 발진파장은 가변가능하므로, THz의 캐리어 주파수를 가변 가능하며, 가변 범위는 일반적으로 1THz 이상의 광대역 파장가변이 가능하다.

그림 3

포토닉스 기반 테라헤르츠 무선통신 출처 Reproduced from T. Nagatsuma et al., “Terahertz wireless communications based on photonics technologies,” Optics Express, vol. 21, no. 20, 2013. https://doi.org/10.1364/OE.21.023736

1. THz 무선통신용 부품 기술

가. 반도체 레이저 기반 비팅광원

테라헤르츠 연속파 발생을 위한 비팅광원은 광대역 주파수 튜닝이 가능하면서도 포토믹서를 구동하기에 충분한 출력을 가져야 한다. 이중모드 레이저(DML: Dual-mode laser) 또는 이중파장 레이저(DWL: Dual-wavelength laser), 광증폭기(SOA: Semiconductor optical amplifier) 및 파장 가변용 마이크로 히터(μ-heater)를 단일 소자로 집적할 경우, 고출력 주파수 가변 비팅광원 제작이 가능하다(그림 4 참조). 추가로 포토믹서와 광 변조기 등을 집적할 경우 초소형/저가격의 연속파 테라헤르츠 시스템 구현이 가능하다. SOA-DML은 두 개의 파장가변 레이저와 위상 조절 영역을 집적한 단일 공진기 구조이며, 비팅 주파수 가변범위가 286~1,310GHz로 1THz 이상의 주파수 가변성을 확보하였다. SOA-DWL은 두 개의 파장가변 레이저와 광결합기를 단일집적한 구조이며, 비팅 주파수 가변범위가 89~618GHz으로 가변범위가 DML의 경우보다 다소 작지만 저주파수에 동작이 가능한 장점이 있다. 또한, 반도체 광증폭기를 집적한 출력 광세기가 60mW급의 고출력 비팅광원도 개발된 바 있다[14]. 또한, THz 무선통신용 비팅광원으로 파장가변 범위 내에서 높은 측모드억제율과 연속파장 가변성이 요구된다. 제작된 SOA-DML 및 SOA-DWL의 경우, 50dB 이상의 높은 측모드억제율과 연속파장 가변이 가능함을 그림 5에서 볼 수 있다. 또한, 그림 6에서 볼 수 있듯이 연속파장 가변이 가능함을 보이고 있다.

그림 4

반도체 광증폭기 집적형 이중모드 레이저 (SOA-DML)의 개략도 출처 Reprinted from E.S. Lee et al., “SOA‐Integrated Dual‐Mode Laser and PIN‐Photodiode for Compact CW Terahertz System,” ETRI J, vol. 38, no. 4, Aug. 2016, pp. 665-674.

그림 5

SOA-DML의 출력 광 스펙트럼 출처 Reprinted from E.S. Lee et al., “SOA‐Integrated Dual‐Mode Laser and PIN‐Photodiode for Compact CW Terahertz System,” ETRI J, vol. 38, no. 4, Aug. 2016, pp. 665-674.

그림 6

SOA-DML의 파장 가변 스펙트럼 출처 Reprinted from E.S. Lee et al., “SOA‐Integrated Dual‐Mode Laser and PIN‐Photodiode for Compact CW Terahertz System,” ETRI J, vol. 38, no. 4, Aug. 2016, pp. 665-674.

나. 포토다이오드 기반 포토믹서

높은 광전류, 고감도 및 큰 3dB 대역폭을 갖는 포토다이오드는 미래의 대용량 통신 시스템 및 초고속 측정 시스템의 개발에 매우 중 요하며, 고성능 마이크로파 또는 밀리미터 파장의 광범위한 응용으로 인해 집중적으로 연구가 진행되고 있다. 일반적으로 흡수층(Absorber, i)이 도핑되지 않은 pin-PD의 경우는 흡수층에서 발생된 홀이 전자에 비해 약 1/10로 속도가 늦어 발생영역에서 전극으로 빠져나가는 데 오랜 시간이 소요된다. 따라서 고속의 광변조 비팅 신호(약 100GHz 이상)가 입사되면, 홀의 느린 속도로 인하여 광전 효율이 낮아지게 되며, 이로 인해 고주파 대역에서의 고출력을 기대하기가 어렵다. 이와 달리 Uni-Traveling Carrier photodiode(UTC-PD)의 경우, 흡수층을 높은 p-도핑으로 만들면 홀이 다수 캐리어가 되어 유전 완화 시간(Dielectric Relaxation Time) 안에 흡수층에서 빠르게 사라지게 만들 수 있다. 그 결과, 이동도가 빠른 전자만이 광 전류에 기여하게 되어 테라헤르츠파의 출력 효율(광·전 효율)을 높일 수 있게 된다. 하지만, UTC-PD의 높은 도핑의 흡수층으로 인하여 전자의 속도는 전계에 의한 이동 속도(Drift Velocity)보다 느린 농도에 의한 확산속도(Diffusion Velocity)에 더 많은 영향을 받는다. 따라서, 흡수층의 도핑 농도를 경사지게(Graded Doping) 조절하면 흡수층 내에서 전위차(Electric Potential)가 발생하여 테라헤르츠파 발생에 직접적으로 기여하는 전자가 빠른 속도로 전자가 이동할 수 있어 고속의 동작이 가능하게 된다.

반면, 포토믹싱을 이용하여 테라헤르츠 연속파를 발생시키는 고속의 UTC-PD도 다이오드 소자이기 때문에 저항-정전용량 값에 영향을 받는다. 고출력의 테라헤르츠파를 얻기 위해서는 작은 정전용량을 가져야 하며, 이를 위해 포토다이오드의 흡수층 면적이 가능한 한 작아야 한다. 하지만, 이러한 작은 면적의 흡수층은 높은 저항값, 한정된 입력광의 낮은 광·전 변환 효율(결합효율)과 낮은 광흡수 포화 현상을 유발하게 되어 고출력 발생이 어렵게 된다. 그림 7은 이러한 상반관계(Trade-off)를 고려하여 직사각형의 흡수 구조(Active A)를 좁은 폭의 Taper 구조(Active B)로 설계하여 결합 효율(Responsivity = 0.25)은 동일하지만 작은 면적의 흡수층을 가지도록 하였다. 설계된 면적은 각각 Active A: 5 × 7 = 35μm², Active B: 21.6μm²으로 약 38%로 감소하여, 측정된 테라헤르츠파의 크기 또한 200~300GHz 대역에서 30~40%의 출력 향상을 보였다. 추가로 앞서 좁은 폭의 Taper 흡수층 구조(Active B)의 UTC-PD를 그림 8과 같이 비팅 신호(여기 광)의 도파로에 수직 방향으로 나란히 배열하였다. 그리고 비팅 신호를 Y-분배기를 통해 나누어 각각의 흡수층에 입사/흡수되어 발생된 전류가 동위상이 되도록 하였다. 발생한 동위상의 전류는 단일 광대역 안테나를 통해 방사되며, 이 때 이중 흡수층의 UTC-PD는 단일 흡수층을 가진 UTC-PD에 비하여 두 배의 광신호를 입력해야 하며, 출력 광전류 또한 단일 UTC-PD에 비해 두배의 전류값을 가진다. 그 결과 220GHz에서 약 1.7배, 300GHz에서 최대 1.3배의 파워 향상이 가능하였다. 따라서, 300GHz에서 단일 UTC-PD의 파워는 38μW를, 이중 흡수층 UTC-PD의 파워는 약 50μW로 측정되었으며, 보다 더 높은 출력을 위해 본 연구실에서는 UTC-PD 설계(레이어)의 최적화 및 공진 회로 등의 연구가 진행되고 있다[15].

그림 7

흡수 면적이 다른 UTC-PD와 측정된 파워 출처 박경현 외, “튜너블 테라헤르츠 트랜시버 기술 개발,” ETRI 과제 보고서, 2018.

그림 8

단일/이중 흡수층(Y-분배기)의 UTC-PD와 측정된 파워 데이터 출처 박경현 외, “튜너블 테라헤르츠 트랜시버 기술 개발,” ETRI 과제 보고서, 2018.

다. 쇼트키 배리어 다이오드(SBD) 검출 소자

쇼트키 배리어 다이오드(SBD)는 정류작용을 이용하여 테라헤르츠파를 검출하는 소자로, 별도의 분기광을 사용하지 않고 자체적으로 테라헤르츠파의 세기 측정이 가능하고 기본적으로 상온, 무전압, 초고속 동작을 하여 테라헤르츠대역 응용에 유용하다. SBD의 단자에는 안테나 구조가 연결되어 입사된 테라헤르츠파가 안테나를 통해 SBD에 인가된다. SBD의 정류작용에 의해 테라헤르츠파 전기장 세기에 비례하는 직류전압이 발생되며, 이를 측정함으로써 테라헤르츠파의 정량화가 가능하여 테라헤르츠대역 검출기로 사용되고 있다. 본 연구실에서는 이미징 및 통신 분야 응용을 위해 활용하기 쉬운 InGaAs 기반 SBD를 개발해 왔다[15].

그림 9 SBD에 제작에 사용한 박막구조와 공정을 완료한 소자 단면이다. SBD 차단 주파수는 다음과 같이 정의된다.

그림 9

SBD의 박막구조 및 공정 후 단면 출처 Reprinted from D. W. Park et al., “Influences of ohmic layer and Schottky metal on the THz characteristics of InGaAs Schottky barrier diode,” Photonics West., 2019, pp. 10917-10967.

여기서, R_s는 다이오드의 시리즈 저항, C_tot은 정전용량으로 SBD의 검출특성을 높이기 위해 저항과 정전용량이 작아야 되는데, 이는 박막구조와 소자구조에 의해 결정된다. 무전압동작을 위해 Schottky barrier height가 낮은 InP와 격자정합된 In_0.53Ga_0.47As를 사용하고 있다. 저항을 낮추기 위해 Ohmic layer의 경우 1 × 10¹⁹cm^-3 이상의 높은 도핑농도를 요구하며, Schottky layer의 경우 Schottky barrier가 유지되면서 최대한 높은 도핑 농도인 2 × 10¹⁷cm^-3의 구조로 되어 있다. 정전용량을 줄이기 위해 Schottky metal과 Schottky layer 사이에 SiO₂의 두께를 두껍게 하고, 접합면적도 작게 제작하였다. 또 기생정전용량을 줄이기 위해 채널 공정을 하여 Schottky finger 밑을 제거하였다. 그림 10은 채널이 형성된 SBD 사진과 planar와 channel type의 테라헤르츠파 검출 특성 결과이다. SBD의 파라미터들은 박막구조와 소자구조에 의해 결정되어 급격한 특성향상에는 어려움이 있지만 기생정전용량의 경우 식각공정을 통해 간단하게 줄일 수 있다. 채널 형성 전과 후의 테라헤르츠파 검출특성을 비교하면 주파수에 따라 차이가 있지만 7~10배 이상 검출신호가 증가하였다.

그림 10

Channel type SBD의 현미경 사진과 테라헤르츠파 검출특성 출처 Reprinted from D. W. Park et al., “Influences of ohmic layer and Schottky metal on the THz characteristics of InGaAs Schottky barrier diode,” Photonics West., 2019, pp. 10917-10967.

SBD의 경우 응용분야에 따라 광대역 안테나와 혼 안테나를 선택하게 된다(그림 11 참조). 광대역 안테나 SBD의 경우 분광 등에 많이 연구되고 있으며, 본 연구실 SBD의 차단주파수는 1THz이다. 통신이나 영상 응용을 하기 위해서는 높은 응답도를 요구하여 혼 안테나 사용이 필수적으로, 본 연구실의 경우 220~330GHz를 목표로 WR3.4 waveguide 혼 안테나 SBD를 연구하고 있다. 180 × 80μm²의 SBD를 Quartz에 flip chip bonding을 하고, 다시 혼 모듈에 Die bonding을 한다. 본 연구실의 혼 안테나의 경우 광대역 안테나에 비해 주파수에 따라 차이가 있지만 4~7배 이상 높은 응답도를 확인하였다.

그림 11

혼 안테나 SBD와 테라헤르츠파 검출특성 출처 Reprinted from D. W. Park et al., “Influences of ohmic layer and Schottky metal on the THz characteristics of InGaAs Schottky barrier diode,” Photonics West., 2019, pp. 10917-10967.

SBD의 노이즈 특성을 확인하기 위해 Noise Equivalent Power(NEP)를 측정하였다(그림 12 참조). NEP는 측정하고자 하는 주파수에서 Noise Spectral Density를 Responsivity로 나눈 값이다. WR3.4 혼 안테나 SBD의 경우 300~320GHz에서 1,200V/W의 응답도를 얻었고, noise spectral density는 12nV/rtHz로 측정되어 10pW/rtHz의 NEP를 확인하였다[16].

그림 12

혼 안테나 SBD의 응답도와 노이즈 출처 Reprinted from D. W. Park et al., “Influences of ohmic layer and Schottky metal on the THz characteristics of InGaAs Schottky barrier diode,” Photonics West., 2019, pp. 10917-10967.

본 연구실은 SBD의 테라헤르츠파 검출 특성을 향상시키기 위하여 소자 저항과 정전용량을 줄이는 목적으로 박막구조, 소자공정 등 개선 연구를 수행하고 있으며, 이런 노하우를 바탕으로 100Gbps급 이상의 대용량 무선 테라헤르츠 신호의 고감도 검출을 위한 SBD기반 테라헤르츠파 믹서 연구를 진행하고 있다.

2. 포토닉스 기반 THz 무선통신 실험 결과

현재 ETRI에서는 앞장에서 기술된 비팅광원, 반도체 기반 포토믹서, THz 검출소자 등 높은 성능의 테라헤르츠 연속파용 소자 제작 능력을 갖추었다. 이러한 광 소자 제작 능력을 바탕으로 THz 대역에서 동작하는 7Gbps 이상의 데이터 전송 능력을 갖는 무선 인터커넥션 기술을 연구하고 있다. 그림 13에는 THz 무선 인터커넥션 실험 개략도를 나타내었다.

그림 13

270 GHz 무선통신 실험 개략도 출처 Reprinted from H.-S. Kim et al., “Terahertz wireless communication using 1.3 μm photonic-based modules,” Photonics West., 2018, pp. 10531-10545.

1.3μm DWL를 비팅광원으로 사용하였으며, 마이크로 히터를 이용하여 비팅주파수를 270GHz로 고정하였다. DWL의 연속파 광원은 Lithium Niobate Mach-Zehnder Modulator(LN-MZM)를 이용하여, Pseudo-random Binary Sequence(PRBS) 광변조하였고, SOA를 이용하여 광증폭하였다. 15nm 광 bandpass filter를 이용하여 Amplified Spontaneous Emission(ASE) 잡음을 제거하였다. 광변조된 비팅신호는 포토믹서(UTC-PD)로 입사되어 변조된 THz 신호가 생성되고, 포토믹서에 집적된 광대역 안테나와 Si lens를 통해 자유공간으로 방출된다. 수신단은 horn형 SBD를 THz 검출기로 사용하였으며, SBD에 의해 검출된 베이스밴드 신호는 전기증폭기, Digital Communication Analyzer(DCA)와 Bit Error Rate Tester(BERT)를 이용하여 Eye pattern과 Bit error rate(BER) 곡선을 측정하였다. UTC-PD와 SBD 사이에 High-Density Polyethylene(HDPE) lens를 추가로 사용하였으며, 전송거리는 약 40 cm 정도이다. 그림 14는 270GHz 캐리어 주파수에서 광변조속도에 따른 BER 곡선과 Eye pattern을 나타내었다. 그림 14에서 볼 수 있듯이, 광변조 속도가 5Gbps까지 깨끗한 Eye pattern과 무결점 동작(Error-Free Operation)을 얻을 수 있었다[17].

그림 14

270GHz THz 무선통신; BER 곡선 및 eye pattern 출처 Reprinted from H.-S. Kim et al., “Terahertz wireless communication using 1.3 μm photonic-based modules,” Photonics West., 2018, pp. 10531-10545.